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新型高频链逆变器的设计与实现作者：张怀金 李磊 陈劲操 上传时间：2007-5-30 14:15:04摘要：双向高频环节逆变器具有双向功率流、高频电气隔离、拓扑简洁、功率变换级数少等优点，特别适用于要求双向功率流的逆变场合。本文深入研究了一种新型的双向高频环节逆变器的电路结构、拓扑与移相控制策略，对逆变器稳态原理进行了分析，并给出了关键电路参数的设计准则。原理试验结果证实了理论分析的正确性。 叙词：高频环节 逆变器 移相控制 双向功率流 Abstract：Bi-directional inverter with high-frequency link has the advantages such as bi-directional power flow, high frequency electrical isolation, simple topology, few stages of power conversion, and it is especially suitable for occasion in bi-directional power flow. A new-type bi-directional high-frequency link inverters circuit configuration and topology, shifting control strategy, analysis of steady principle, and design criteria for the key circuit parameters are deeply investigated in this paper . The theoretical analysis is verified by the test results. Keyword：high frequency link inverter phase shifting control bi-directional power flow 1. 引言新颖的双向高频环节逆变器[1、2、3]，具有双向功率流、高频电气隔离、拓扑简洁、两级功率变换（DC/HFAC/LFAC）等优点，特别适用于要求双向功率流的逆变场合[4]。以双向高频环节逆变器构成的交流UPS[5]。本文主要开展新型的双向高频环节逆变器的控制策略、原理特性、关键电路参数设计准则、原理试验等研究。2. 电路拓扑与控制策略双向高频环节逆变器的电路结构，由高频逆变器、高频变压器、周波变换器等构成，如图1（a）所示，具有双向功率流、高频电气隔离、拓扑简洁、两级功率变换（DC/HFAC/LFAC）等优点。其全桥桥式拓扑，如图1（b）所示。 （a）电路结构 （b）全桥桥式图1 电路结构与全桥桥式拓扑双向高频环节逆变器可采用移相控制策略，原理波形如图2所示。采用移相控制策略，双向高频环节逆变器可实现周波变换器的零电压（ZVS）开关、输出滤波电感电流的自然换流、输出滤波器前端电压为单极性SPWM波。 图2 双向高频环节逆变器移相控制原理图3. 稳态分析这里仅分析输出电压U0、输出电感电流ILf均大于零时一个开关周期内逆变器的稳态工作情况。在一个开关周期内，逆变器可分为十二个工作模式。其稳态原理波形和开关模态分别如图3、图4所示。 图3 移相控制高频环节逆变器一个开关周期内的稳态波形t=t1～t2：t1时刻前，变压器原边绕组电压UEF为零，原边电流iEF经S1、D2流通。t1时刻，S4全电压开通，iEF经S1、D4流通；UEF=Ui；电感电流iLf（此时为iA）经S5 、S6流通；输出滤波器前端电压UDC=UAC=2N2Ui/N1；如图4(a)所示。t=t2～t3：t2时刻，S1零电压关断；C1电压快速从零上升到Ui值，C3电压同时从Ui值快速下降到零；iEF经S4、D3流通；UEF=0；iLf经S5 、S6流通；UDC为零；如图4(b)所示。t=t3～t4：t3时刻，S3零电压开通；iEF经S4、S3（和D3）流通；UEF=0；iLf经S5 、S6流通；UDC为零；如图4(c)所示。t=t4～t5：t4时刻，S7、S8零电压开通；iEF经S4、S3（和D3）流通；UEF=0；iLf经S5 、S6流通；UDC为零；如图4(c)所示。t=t5～t6：t5时刻，S5、S6零电压关断；UEF=0；iLf（此时为iB）经S7、S8流通；iEF反向经S3 、S4（和D4）流通；UDC为零；如图4(d)所示。t=t6～t7：t6时刻，S4零电压关断；iEF经S3、D4流通；UEF=0；iLf经S7 、S8流通；UDC为零；如图4(e)所示。t=t7～t8：t7时刻，S2全电压开通；iEF经S2、S3流通；UEF=-Ui; iLf经S7 、S8流通；UDC= UBC=N2Ui/N1；开关S6漏源电压UDs6= UBA=2N2Ui/N1；如图4(f)所示。t=t8～t9：t8时刻，S3零电压关断；iEF经S2、D1流通；iLf经S7 、S8流通；UDC为零；如图4(g)所示。t=t9～t10：t9时刻，S1零电压开通；iEF经S2、S1（和D1）流通；UEF=0；iLf经S7 、S8流通；UDC为零；如图4(h)所示。t=t10～t11：t10时刻，S5、S6零电压开通；iEF经S2、S1（和D1）流通；UEF=0；iLf经S7 、S8流通；UDC为零；如图4(h)所示。t=t11～t12：t11时刻，S7 、S8零电压关断；UEF=0；iLf（此时为iA）经S5 、S6流通；iEF经S1、S2（和D2）流通；UDC为零；如图4(i)所示。t=t12～t13：t12时刻，S2零电压关断；UEF=0；iLf经S5 、S6流通；iEF经S1、D2流通；UDC=0; 如图4(j)所示。t13时刻,开始下一个开关周期。 ( a ) t1~t2( b ) t2 ~ t3 ( c ) t3 ~ t4~ t5( d ) t5~ t6 (e ) t6~ t7( f ) t7~ t8 ( g ) t8~ t9 ( h ) t9~ t10~ t11 ( i ) t11~ t12 ( j ) t12~ t13图4 移相控制双向逆变器稳态时的开关模态4. 参数设计1）输出电压Uo移相控制时输出电压与输入电压之间的关系式为：（1）其中，D为有效占空比，RL为负载电阻，r为线路等效内阻。2）高频变压器匝比N1/N2由式（1）可得，高频变压器匝比N1/N2由式（2）决定： （2）式（2）中，Dmax为输出滤波器前端电压uDC的最大占空比，Ui,min为输入电压的最小值。3）高频变压器原、副边绕组匝数N1、N2高频变压器原边绕组匝数N1由式（3）决定： （3）式（3）中，Ton max为周期最大开通时间，S为磁芯有效截面积。由式（2）、（3）可得N2。4）周波变换器实现ZVS的条件为了确保周波变换器功率开关能够可靠地实现ZVS，周波变换器的换流重叠时间to必须满足：（D/2）max≤0.5-toFs （4）5）开关频率Fs开关频率越高，高频变压器和滤波器体积、重量越小，但开关损耗增大，另外，开关频率还受式（4）的限制。因此，开关频率折衷选择为50kHz。6）输出滤波器随着输出滤波电容Cf的增大，输出电压uo的THD减小，但输出电流的无功分量和变换器的损耗增大。通常，Cf由式（5）决定：Cf =（5）同样，随着输出滤波电感Lf 的增大，输出电压uo的THD亦减小，但系统的动态响应速度变慢。通常，Lf由式（6）决定：Lf =（0.5～0.8）RL /（2πFc） （6）式（5）、（6）中，Fc为输出滤波器的截止频率。7）输出滤波电感电流ILf输出滤波电感电流ILf由式（7）决定： ILf = （7）式（7）中， 为输出电压的角频率。8）功率器件的电压、电流应力采用全桥桥式拓扑时，逆变桥功率开关S1～S4承受的最大电压应力皆为UDSmax=Uimax,其最大有效值电流应力为Ilmax/ 、峰值电流应力为 Ilmax；周波变换器功率开关S5A～S8B稳态时最大电压应力皆为UimaxN2/N1,其有效值电流应力为I2max/ 、峰值电流应力为 I2max。 5. 实验结果设计实例：全桥桥式拓扑，移相控制策略，输入电压Ui=270V±10% DC，输出电压Uo=115V/400HzAC，额定容量S=1kVA，开关频率Fs=50kHz，变压器原、副边匝比为N1/N2=25/20，变压器磁芯选用Mn-Zn铁氧体R2KBD材料PM62×49, 输入滤波电感L=300μH，输入滤波电容C=4.75μF,输出滤波电感Lf=0.5mH，输出滤波电容Cf=4.75μF。功率开关S1-S8b均选用IRFP460 MOSFET(20A/500V)，两片移相控制芯片UC3879用于实现移相控制。 双向高频环节逆变器原理试验波形如图5所示。图5（a）变压器原边绕组电压波形,其为高频三态双极性SPWM波；图5（b）周波变换器功率开关S6的漏源电压和驱动电压波形，实现了零电压开关（ZVS）；图5（c）为两片UC3879输入的电压移位误差放大信号Ue1*、Ue2*，经电压移位后，原先互相反相的双极性电压误差放大信号变换为单极性信号；图5（d）为周波变换器两组功率开关之间的重叠导通时间波形，实现周波变换器的换流；图5（e）为输出电压波形，良好的正弦波形证实了理论分析的正确性。 横坐标：10µs/格 纵坐标： 100V/格（a）变压器原边绕组电压波形 CH1：漏源电压 横轴：5µs/格纵轴：50V/格CH2：驱动电压 横轴：5µs/格纵轴：5V/格（b）周波变换器功率开关S6的漏源电压和驱动电压波形 CH1：Ue1* 横轴：500µs/格纵轴：1V/格CH2：Ue2* 横轴：500µs/格纵轴：1V/格（c）两片UC3879输入的电压移位误差放大信号Ue1*、Ue2* CH1：功率开关S5、S6的控制信号 横轴：2µs/格纵轴：5V/格CH2：功率开关S7、S8的控制信号 横轴：2µs/格纵轴：5V/格（d）周波变换器两组功率开关之间的重叠导通时间波形 横坐标：1ms/格 纵坐标： 100V/格（e）输出电压波形图5 双向高频环节逆变器原理试验波形 6. 结论（1）双向高频环节逆变器电路结构由高频逆变桥、高频变压器、周波变换器等构成，具有双向功率流、拓扑简洁、高频电气隔离、两级功率变换（DC/HFAC/LFAC）等优点。（2）采用移相控制策略，双向高频环节逆变器实现了周波变换器的零电压开关（ZVS）、输出滤波器前端电压为单极性SPWM波、输出滤波器体积重量小、输出波形质量高等优点。（3）原理试验结果证实了理论分析的正确性。 |
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发表于 2021-9-2 08:33:34
